D類放大器術語以及差分方式與單端方式的比較

　　下圖展示的是出D類放大器中輸出電晶體和LC濾波器的差分實現。

　　

　 　這個H橋有兩個半橋開關電路，這兩個開關電路為濾波器提供相反極性的脈衝，其中濾波器由兩個電感器、兩個電容器和揚聲器組成。每個半橋含有兩個輸出晶體 管，其中一個連接到正電源的高端電晶體MH，另一個則連接到負電源的低端電晶體ML。圖3中展示的是高端pMOS電晶體。高端nMOS電晶體被經常用來減 小尺寸和電容，但需要特殊的柵極驅動方法對之進行控制。

　　全H橋電路一般採用單電源(V_DD)供電，接地端用於接負電源端(V_SS)。對於給定的V_DD和V_SS，H橋電路的差分特性使它提供的輸出信號能達到單端方式輸出信號的兩倍，而輸出功率則是單端方式的四倍。半橋電路可由雙極性電源或單極性電源供電，但單電源供電會對給揚聲器產生一個有潛在危害的直流偏置電壓_DD/2，除非加一個隔直電容器。

　　LC濾波器上的大電感器電流可以激勵半橋電路的電源電壓匯流排超過其標定值。在V_DD和V_SS之間加大去耦電容器可以限制瞬變dv/dt。全橋電路不受匯流排激勵的影響，因為電感器電流從一個半橋流入，從另一個半橋流出，從而使本地電流環路對電源干擾極小。

音頻D類放大器設計中必須考慮的要素

　　D類放大器的低功耗優點使它被廣泛用於音頻應用中，但對設計人員來說，還有一些重要問題需要考慮，包括：

• 輸出電晶體尺寸選擇；
• 輸出級保護；
• 音質；
• 調製方法；
• EMI ；
• LC濾波器設計；
• 系統成本。

輸出電晶體尺寸選擇

　　選擇輸出電晶體尺寸是為了在寬範圍信號調理範圍內降低功耗。當傳導大的IDS的情況下，要確保較小的V_DS，就要求輸出電晶體的導通電阻(R_ON)很小(一般為0.1Ω~0.2Ω)。但這要求大電晶體具有很大的柵極電容(C_G)。開關電容柵極驅動電路的功耗為CV²f，其中C是電容，V是充電期間的電壓變化，而f則是開關頻率。如果電容或頻率太高，“開關損耗”就會過大，所以這?埵酗@個實際的上限。因此，在選擇電晶體尺寸時，必須在降低傳導期間IDS - V_DS損耗與降低開關損耗之間做一個權衡。在高輸出功率情況下，功耗和效率由傳導損耗決著，而在低輸出功率情況下，功耗則主要由開關損耗決定。功率電晶體製造商試圖將其產品的R_ON - C_G減至最小以減少開關應用中的總功耗，從而提供開關頻率選擇上的靈活性。

輸出級保護

　　必須對輸出級加以保護，以使其免受各種潛在危害：

　 　過熱：D類放大器的輸出級功耗低於線性放大器的輸出級功耗，但如果它被迫長期處於極高功率狀態，仍會對輸出電晶體構成危害。為防止過熱危險，必須採用溫 度監視控制電路。在簡單的保護方案中，當片內感測器測量的溫度超過熱關斷安全閾值時，輸出級會被關斷，並且一直保持關斷狀態直到冷卻。除了提供簡單的有關 溫度是否已經超過關斷閾值的二進位指示，感測器還可提供其他的溫度資訊。通過測量溫度，控制電路可逐漸減小音量水準，減少功耗並且很好地將溫度保持在限定 值範圍內，而不是在熱關斷期間強制靜音。

　　輸出電晶體過流：輸出級和揚聲器端若能正確連接，輸出電晶體很容易就能實現低導通電阻狀 態，但如果這些結點不慎與另一個結點或正、負電源短路，就會產生巨大的電流。如果沒有查出來，這個大電流會破壞電晶體或週邊電路。因此，必須採用電流檢測 輸出電晶體保護電路。在簡單保護方案中，輸出級會在輸出電流超過安全閾值時關斷。而在複雜方案中，則是由電流感測器輸出回饋到放大器中，試圖限制輸出電流 到一個最大安全水準，同時允許放大器連續工作而無須關斷。在該方案中，如果限流保護無效，就只能強制關斷了。有效的限流器還可在由於揚聲器共振出現暫時的 大瞬態電流時保持放大器安全工作。

　　欠壓：只有當正電源電壓足夠高時，開關輸出級電路才能正常工作。在電源電壓太低的欠壓情況下，問題就很容易產生。一般可以通過欠壓封鎖電路來解決這個問題，該電路只有當電源電壓大於欠壓封鎖閾值時才允許輸出級工作。

　 　輸出電晶體導通時序：用來保護輸出級的MH和ML輸出級電晶體的導通電阻很低。因此，必須避免MH和ML同時導通的情況，因為這會在電晶體上產生一個從 VDD到VSS的低電阻路徑和一個很大的衝擊電流。一旦發生這種情況，最幸運的後果就是電晶體發熱並且消耗功率，但最壞的情況是電晶體可能被毀壞。通過先 開後合的控制方法，可以在開啟其中一個電晶體之前強制關閉兩個，從而防止衝擊電流情況發生。兩個電晶體都斷開的時間間隔被稱為非重疊時間或死區時間。

圖：輸出級電晶體的先合後開方式

下一部分將討論音質。

本部分討論音質問題：要利用D類放大器實現整體良好的音質，一些問題必須得到解決。

　　喀噠和爆裂聲：當放大器在打開或關閉時可能會很煩人。然而不幸地是，除非當放大器被靜音或未被靜音時，對調節器狀態、輸出級定時以及LC濾波器的狀態予以特別注意，否則，D類放大器中很容易引入喀噠和爆裂聲。

　 　信噪比(SNR)：為避免來自放大器雜訊基底可聽得到的嘶嘶聲，可擕式應用中低功率放大器的SNR通常應超過90dB，100dB用於中等功率設計， 110dB用於高功率設計。這對於多種不同的放大器實現都是做得到的，但在放大器設計期間必須對各個噪音源進行跟蹤，以確保獲得一個滿意和全面的 SNR。

　　失真機制：這些機制包括調製技術或調節器執行的非線性特徵—和輸出級中採用的死區時間以解決直通電流問題。

　　 有關音頻信號級的資訊通常以D類調節器輸出脈衝的寬度進行編碼。加上死區時間以阻止輸出級直通電流引起非線性定時錯誤，這一錯誤會使揚聲器失真，該失真正 比於跟理想脈衝寬度相關的定時錯誤。避免直通的最短的死區時間對於最小化失真往往是最佳的，可見參考2的詳細設計方法，該方法用於優化正處在交換輸出級的 失真性能。

　　其他失真源包括：輸出脈衝過程中上升和下降時間的不當匹配；輸出電晶體柵極驅動電路定時特性的不當匹配；LC低通濾波器元件中的非線性特徵。

　 　電源抑制(PSR):在上一節所示電路中，電源雜訊幾乎與具有非常小抑制的揚聲器直接耦合。出現這一問題是因為輸出級電晶體以非常低的電阻把電源連接到 低通濾波器。濾波器抑制高頻雜訊，但被設計用來讓包括雜訊在內的所有音頻頻率都能通過。參考3所示為單端和差分開關輸出級電路中電源雜訊的完整影響描述。

　　如果失真或電源問題中的任何一個都得不到解決，要實現比10dB更好的PSR，或者好於0.1%的總諧波失真(THD)是困難的。甚至更糟的是，THD可能是劣質音響的高階類干擾成分。

　 　幸運地是，已經有了針對這些問題的更佳解決方案。採用具有高環路增益(如在許多線性放大器計中採用的)的回饋有很大幫助。來自 LC濾波器輸入的回饋將極大地改進PSR並削弱所有LC濾波器失真機制。 LC濾波器的非線性特徵能夠通過把揚聲器包括在回饋環中得到削弱。在設計完整的閉環D類放大器中，具有PSR > 60dB和 THD< 0.01% 的高保真級音質是可以實現的。

　　回饋使放大器設計變得複雜，但是，因為環路穩定性必須得到解決(有一個針對高階設計的完美考慮)。連續時間模擬回饋也有必要捕獲有關脈衝定時錯誤的重要資訊，因此控制回環必須把處理回饋信號的類比電路包括在內。在積體電路放大器實現中，這可能增加裸片成本。

　 　要使IC成本最小化，一些供應商較偏向儘量減少類比電路元件或取消這些元件。一些產品採用數位開環調節器，加上一個模數轉換器來感測電源變化—並由參考 3中所提出的方案來調整調節器的補償行為。這能提高PSR，但不會解決任何失真的問題。其他的數位調節器試圖預補償可能出現的輸出級定時錯誤，或糾正調節 器的非理想特性。這至少能部分解決一些失真機制，但不能解決全部的失真機制。那些對音質沒有嚴格要求的應用可通過這種開環D類放大器來處理，但某些形式的 回饋對獲得最佳音頻品質是不可或缺的。
作者：Eric Gaalaas
ADI公司